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高速相干光通信系统中残留色散均衡器研究

放大字体  缩小字体 发布日期:2017-06-15  来源:真钱麻将  作者:[db:作者]  浏览次数:182
核心提示:  数字电视、网络视频等宽带数据业务的兴起,使得现有的10G到100G光纤通信网络的升级改造迫在眉睫。目前,国内的10G光纤通信网络采用的是强度调制/直接检测(IntensityModulated/D

本文地址:http://www.idc-sinae.com/news/2724.html
文章摘要:高速相干光通信系统中残留色散均衡器研究,包退梗迹萍踪单位名称,核实计日以期贪赃坏法。

  数字电视、网络视频等宽带数据业务的兴起,使得现有的10G到100G光纤通信网络的升级改造迫在眉睫。目前,国内的10G光纤通信网络采用的是强度调制/直接检测(IntensityModulated/DirectDetection,IM/DD)的方式以及通过掺铒光纤放大器(ErbmmDopedOpticalFiberAmpliler,EDFA)和色散补偿光Fiber,DCF)的级联来补偿光纤的传输损耗和色散。在100Gbt/s以上的光纤基金项目:国家自然科学基金(No.61271239)资助第一作者:张虎(1986―),男,硕士研究生,主要研究方向为光纤数字相千光通信系统。Email:zhanghuupt139.com导师(通讯作者):陈健(1967―),男,教授,博导,主要研究方向为光纤数字相千光通信及可见光通信。Email:chenlanniupt.edu.cn传输网络中,则采用偏振复用、基于数字信号处理Enw,MMSE),均衡器抽头系数为位估计等技术来实现高速传输。然而在长距离高速率的全电域色散补偿的光纤通信系统中,由于激光器引入的相位噪声与使用电域补偿的均衡器相互作用,产生了均衡增强相位噪声(Equalization-EnhancedPhaseNoise,EEPN),造成了信号额外的能量损伤,而使用DCF则不会引入EEPN.然而在现有10G光纤通信系统中若完全使用DCF,由于光纤存在色散斜率,DCF只能完全补偿某个特定通道的色散,其他通道都会存在一定程度的残留色散,而且残留色散会随着传输距离的增加而累积。因此,本文提出在已有的DCF补偿的光纤链路中,使用EDC补偿残留色散的混合补偿方式,不但能够减少EEPN的影响,还能节省直接升级的成本。

  本文首先给出混合色散补偿引入的EEPN,以及给出不同抽头数量的均方误差仿真结果。然后介绍有限脉步频域均衡(OverlapFrequencyDomainEqualization,OFDE)M这两种不同色散补偿算法。最后给出FIR和OFDE色散均衡算法的仿真结果并进行分析。

  混合色散补偿系统中,发送信号为采样前的信号为一)和一分别是发射机激光器to和本征激光器lo引入的相位噪声⑴是信道的单位冲击响应,n⑴为信道中的加性噪声,⑴为信号采样前的匹配滤波器。

  假定光纤信道是线性的,非线性效应和偏振模色散被完全补偿。为方便分析,暂不考虑加性噪声n,且由于发射机激光器相位噪声e同时经过带色散的光纤信道W(和色散补偿模块,使其不会产生EEPN.将y⑴进行2倍符号率采样后,第々个接收的符若残留色散补偿采用长度为L=衡器。根据最小均方误差准则(MinimumMeanSquare假定第5个符号的相位噪声被载波相位估计模块完全补偿,符号检测的估计误差为将带入1(一即是由于LO激光器相位噪声与均衡抽头系数产生的EEPN.其引入的均方误差为对于本文提出的混合色散补偿相千光通信系统,在传输速率为112Gbt/s,调制方式为偏振复用(四相20dB,残留色散值为10000ps/nm的条件下,使用FIR均衡器补偿残留色散的仿真图如和。

  是使用FIR均衡器抽头数分别为150、200和FIR滤波器抽头权系数250时的权系数,为在不同抽头长度下,EEPN所引入的均方误差。由可知,随着抽头数目的增多,FIR均衡器权系数在两边的幅度波动范围也更大。从中可以看出,随着激光器线宽的增加,引入的相位噪声也越大,经过均衡器后所产生的误差也就越大。而且在大的激光器线宽的情况下,抽头数目的增加会使得均方误差更大。

  不同抽头数下的均方误差所以,在满足色散补偿的要求下,使用更窄线宽的接收机本地振荡激光器,更少的滤波器抽头数目,都能有效地降低EEPN的影响。同时由于采用混合色散补偿模式,传输链路中大部分的色散已经被DCF补偿掉,累积的残留色散比无色散光纤直接EDC补偿下的累积的色散值要小很多,因此均衡残留色散而引入EEPN也更小。这也是混合色散补偿模式的一个优点。

  散均衡。当仅考虑乘法引入的计算复杂度时,LHR抽头FIR均衡器的计算复杂度为N可以看出FIR均衡器需要一次长度为N的FFT变换,并且每个均衡窗口仅能均衡一个码元。

  2.2OFDE色散补偿FIR是将色散均衡器的传递函数G转换为时域,给出均衡器的抽头系数。而重叠频域均衡器抽头系数是从色散均衡的传递函数G出发给出频域的抽头系数。频域均衡的抽头系数为重叠频域均衡算法域。将每个窗口的数据经过FFT变换后乘上乃进行均衡处理,然后利用IFFT变换恢复数据,并将重叠区的数据丢弃。因此,每个窗口均衡出来的码元数即有效参照FIR均衡器计算复杂度规则,OFDE算法的的距离,Ac,Ldd分别表示色散补偿光纤色散系数和传输距离。若要完全补偿色散,均衡器的传递函数为式(14)对应于完全色散补偿的全通滤波器的传递函数,使用FIR均衡器实现时,为不发生混叠,采样速率必须不小于奈奎斯特速率,FIR均衡器的抽头系数为和IFFT变换的次数均为N/Lff,且每次均衡的码元长度为Lef.为使用VPI系统的仿真结构图,仿真参数设计如下:使用PM-QPSK调制方式,传输速率112Gbt/s,传输码型为双极性非归零码,发送的伪随机码序列长度为215-1.SMF色散参数段距离80km,DCF色散参数一80ps/(nmkm),色Gbit/s混合补偿相干光通信系统结构km),每段距离16km.工作波长1550nm,发射机和接收机本地振荡激光器的工作中心波长为1543nm,ADC以二倍符号速率采样,采样后数据再经过Matlab进行均衡处理。为方便对比分析均衡器的色散补偿性能,不计入光纤传输中的功率损耗和非线性效应的影响,仿真结果如和。

  000km时,在不同光信噪比下不同抽头长度的FIR和OFDE均衡器的均衡性能。可以看出,相同的抽头长度下,FIR均衡器的色散补偿能力要好于OFDE均衡器,在传输系统的误码率为10 3时,FIR均衡器所需要光信噪比要比OFDE均衡器少2dB,并且32抽头的FIR均衡器的系统性能接近于背靠背传输的系统性能。同时,相同抽头长度的OFDE均衡器性能随着有效长度的减少而变好,然而这是以计算复杂度为代价的。参照式(16)与式(18),同时采用32抽头的FIR均衡器和OFDE均衡器,在OFDE均衡器有效长度取4时,FIR均衡器的计算复杂度要略低于OFDE均衡器。

  不同光信噪比时FIR与OFDE的均衡性能Fig.是不同传输长度时,在光信噪比为15dB的条件下,FIR均衡器和OFDE均衡器的色散补偿性能。其中OFDE均衡器的有效长度取值均为4.在低残留色散时,过短的FFT长度使得16抽头OFDE无法有效地补偿残留色散,其误码率曲线要高于其他情况。此夕卜,过短的FFT长度也会导致均衡性能的不稳定,使得OFDE的误码率曲线在部分传输距离上出现一定幅度的抖动。因此可以得出在混合色散补偿模式下,相比OFDE均衡器,FIR均衡器更加适用于残留色散的补偿。

  4结论提出了复用现有光纤链路,使用EDC补偿系统中残留色散的混合色散补偿方案,基于现有的10G光纤链路,实现了112Gb/s高速率的数据传输。通过分析得出,在混合色散补偿方式下,EEPN的影响更小。使用VPI仿真了两种不同残留色散补偿方案,研究结果表明:FIR均衡算法比OFDE均衡算法更能有效地补偿系统中的残留色散。且FIR具有更稳定的均衡性能以及相对更低的计算复杂度,因而更加适合残留色散补偿。在后续研究工作中,将分析本文提出的方案对实际高速相千光通信系统的影响。

 
 
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